轉-超聲系統的訊號鏈設計注意事項
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高效能超聲成像系統廣泛應用於各種醫學場景。在過去十年中，超聲系統中的分立電路已經被高度整合的晶片（IC）所取代。先進的半導體技術不斷推動系統性能優化及尺寸小型化。這些變革都得益於各類晶片技術，如專用低噪聲放大器、多通道低功耗 ADC、整合高壓發射、優化的矽工藝和多晶片模組封裝。隨著晶片功耗和尺寸減小至原來的 20%。
此外，得益於低功耗、高效能矽工藝的發展，部分波束合成預處理模組已經集成於通用的模擬或混合訊號晶片而非專用的數字處理器。同時，先進的高速序列或是無線介面大大降低了系統佈局複雜度，並且能夠將盡可能多的
本應用指南綜述了超聲系統的架構和原理，分析了系統設計的注意事項，綜述了應用於超聲晶片的先進技術，最後講解了醫學超聲晶片的模擬引數。
1. 醫學超聲成像
超聲波是一種頻率高於 20KHz 的聲波。醫學超聲成像系統常採用 1 MHz 至 20 MHz 的頻率，可達到亞毫米級解析度。第一臺商用超聲成像系統誕生於 20 世紀 70 年代，可提供實時的 2D 亮度或灰度影象。如今，超聲成像憑藉安全性、成本效益和實時方面的優勢，已經成為重要的醫學成像技術。醫學超聲系統能夠有效地監測嬰兒發育，也可用於診斷心臟、肝臟、膽囊、脾臟、胰腺、腎臟、膀胱等內臟器官的疾病。
典型的超聲系統包括壓電換能器、電子電路電路、影象顯示單元和 DICOM（醫學數字成像和通訊）相容軟體。典型超聲系統的簡化框圖如下所示。
圖 1. 典型超聲系統的簡化框圖
2. 聲波產生和傳播的原理
超聲換能器是超聲系統的關鍵組成部分，由壓電元件、聯結器和支撐結構組成。壓電效應是指某種材料的物理尺寸隨施加的電場而變化的現象，反之亦然。如下所示，超聲應用中的大多數換能器是雙共模式。換能器在發射相（模式）期間將電能轉換成機械能。產生的機械波向介質傳播，若介質不均勻則會反射。在接收模式中，接收反射的機械波形並由換能器轉換成電訊號。
圖 2. 換能器振動、聲波傳播和反射
在換能器被電子激勵之後，會產生聲波並在介質中傳播。在醫學超聲中，FDA（食品藥品管理局）要求所有成像系統滿足瞬時、峰值和平均強度的限制。
我們通常將換能器靈敏度或換能器插入損耗（IL）定義為接收（Rx）和發射（Tx）訊號幅度之間的比率，如下所示：
換能器頻率由壓電材料 L 的厚度和材料中的聲速 cm 決定：
如前所述，常用的頻率範圍為 1MHz 至 20MHz。基於上述方程式，較高頻率的換能器需要較薄的材料。因此，構建極高頻的換能器具有一定的挑戰性。
換能器頻率響應或頻寬是另一個關鍵引數。作為一般規則，若換能器被脈衝訊號（即短尖峰）激勵，則接收回波的持續時間決定了換能器的頻寬。具有極快響應（即短回波）的換能器是寬頻換能器，反之亦然。在大多數應用中通常優選更寬的頻寬。在相同的換能器頻率下，寬頻換能器可實現更好的軸向解析度，因為回波長度決定了超聲系統的軸向解析度。與此同時，寬頻換能器適用於諧波成像，在該成像模式下超聲能量以基頻發射，而影象由接收到回波的二次諧波來重建。如沒有寬頻寬換能器的情況下，換能器靈敏度在其諧波頻率點 2f0 處顯著下降。因此許多換能器研究人員不斷探索新材料、新架構和新制造工藝以進一步改善換能器效能。
在超聲成像的早期階段，用於超聲系統的多通道電子電路既昂貴又不成熟。由電機驅動通過機械掃描方式成像單陣元換能器被廣泛用於獲得二維（2D）影象。由於機械結構的速度和精度限制，早期系統無法實現高幀率或高精度成像。如今，成熟的陣列換能器和多通道電子技術可支援 64 到 512 個陣元的換能器。以電子掃描為基礎可獲得高達> 100 幀 / 秒的影象。為實現電子掃描，波束合成應用技術於聚焦換能器的聲束。波束合成的細節將在下一節中討論。與光學成像系統類似，超聲系統可在聚焦焦點處實現最佳空間解析度。根據應用，一維（1D）陣列換能器包括線性陣列、彎曲線性陣列和相位陣列。這些換能器之間的主要區別在於光束成形結構、成像範圍和影象解析度。此外，由超過 2000 個元件組成的最新 2D 陣列換能器可支援實時三維（3D）成像。下圖所示為單陣元換能器、1D 陣列換能器和 2D 陣列換能器。
圖 3. 典型的換能器。（A）單元件換能器 ；b）1D 陣列換能器；（c）2D 陣列換能器（由 USC、Vermon 和 Philips 提供）。
3. 換能器指標與影象質量
和任何成像系統類似，影象質量是醫學超聲成像中的重要標準。諸如空間解析度和成像穿透等共同引數主要通過換能器指標和聲波傳播理論來決定。超聲影象的縱向和橫向解析度與介質中的聲波波長成線性關係：
方程式中，c 是介質中的聲速，Zf 是焦距，2r 是換能器孔徑或直徑。當換能器被脈衝訊號激勵時，τ-6dB 為接收回波的 -6dB 脈衝寬度的持續時間。 τ-6dB 也與波長λ成線性關係。對於寬頻陣列換能器，我們可分別比較 5MHz 和 12MHz 的橫向解析度，其工作頻率為 5MHz 至 14MHz。成像深度為 5 釐米。在兩種情況下，64 個換能器陣元形成有效孔徑。元件之間的間距為 0.3mm。介質中的聲速為 1540m/s。有效孔徑尺寸為 19.2mm。根據超聲系統的訊號鏈設計注意事項的公式，對於 5MHz 和 12MHz 的聲波，λ分別為 0.31mm 和 0.13mm。根據上述方程式，橫向解析度分別在 5MHz 時為 0.8mm，在 12MHz 時為 0.33mm。因此，更高頻率的應用實現更佳的解析度。
實際上，僅通過增加換能器頻率來改善影象質量並非完全可行。一方面，更高頻率的換能器需要更薄的壓電材料，這需要更精密的製造技術，且成本更高。另一方面，如後面章節所示，較高頻率的聲波在生物組織中容易衰減。
當介質不均勻時，聲波的部分能量可在兩個介質的邊界處反射。未反射的聲波繼續傳播，直到它在下一個邊界被反射，或完全衰減。反射和透射係數由這兩種介質的聲阻抗（Z=ρc）的差異決定。方程式中，ρ和 c 分別是介質的密度和聲速，假設波傳播方向垂直於邊界。
表 1 所示為所選生物組織、水和空氣的特性。在兩個聲阻抗極其不同的情況下會出現強反射訊號。骨骼密度高，聲速快；因此它總是超聲影象中的強反射組織器。另一方面，血液和肝臟的聲阻抗相似，因此這兩種組織之間的反射很弱。只有高靈敏度的換能器才能拾取微弱的訊號。如表 1 所示，訊號在傳播過程中會衰減。累積衰減隨著傳播距離的增加而增加。以方程式 7 計算衰減，其中係數 2 體現了聲波雙向傳播。
在超聲波探查體內組織的典型應用中，來自人體表面的回波與來自內部器官的回波之間的動態範圍很容易超過 100dB。我們可假設平均衰減係數為 0.7dB/MHz×cm 和 7.5MHz 換能器。在 10cm 的深度處，基於方程式 7，即 7.5×0.7×10×2dB，計算所得 105dB 的衰減。假設表面回波為 1Vpp，體內器官回波的幅度為<10UVpp，非常弱。該示例表明超聲訊號具有極寬動態範圍才能表徵面板表面至內臟器官的生理結構的差異。因此需要複雜的電子電路以提供足夠的動態範圍，而這在有限功耗的預算下是不容易實現的。
表 1：典型組織和介質的聲學特性
4. 超聲成像模式
當換能器接收到回波時，適當的處理單元需要將這些訊號轉換成超聲波檢驗師或其他終端使用者的可理解的影象資訊。超聲成像使用幾種成像模式來研究組織特徵、體液分佈及流動、器官功能等。
A 模式和 B 模式
在最早的超聲系統中，通過顯示回波的幅度及其時域資訊來指導臨床診斷。即 A 模式（振幅模式）超聲成像系統，如下圖所示，它以一維逐行掃描為基礎，。由於人類視覺對影象更敏感 ，因此開發亮度或灰度成像模式有更積極的臨床意義。為構建 2D 影象，需要在特定區域上掃描換能器的聲束，且在掃描期間獲得多個 A 模式掃描行。這些掃描行構成一幀影象，沿著掃描線的回波幅度以線性或非線性方式對映到畫素值。當換能器的聲束足夠快地進行掃描時，可實現實時影象。這些影象被稱為 B 模式（亮度模式）影象，其建立了與掃描方向平行的一個橫截面影象。
圖 4. 掃描模式。（a）A 模式掃描行，（b）B 模式影象，（c）3D 聲束掃描，以及（d）B 模式（子圖 1、2、3）和 3D（子圖 4）臨床影象（由 Philips 提供） ]
波束合成器
波束合成器包括髮射和接收波束合成器來實現電子聚焦和控制多陣元換能器的聲束。，如下圖所示從一個換能器陣元到目標的距離與從另一個陣元到目標的距離不同；因此在傳送相，針對每個陣元適當地延遲傳送的訊號，以使得發射器訊號同時到達目標並在目標處產生最高聲強，也就是獲取最強回波。在接收階段，通過對接收到的回波應用適當的延遲，以實現線性疊加來自多個換能器陣元的回波，以實現最高靈敏度。
圖 10. 用於在（a）發射相和（b）接收相中聚焦聲束的換能器波束合成器
由於發射電路主要是數字型，因此發射延遲實現是通過現場可程式設計門陣列（FPGA）或數字訊號處理器（DSP）等高速計數器完成的。由於接收訊號的複雜性，接收波束合成器顯然需要更多的演算法優化得以實現。早期基於分立電晶體電子電路訊號處理能力有限。因此，接收器波束合成波束合成器以基於電感電容組合的模擬延遲線來實現。在 20 世紀 80 年代，接收器波束合成器開始使用多通道模數轉化晶片和數字波束合成技術。
圖 11. 數字波束合成器圖解
在目前的主流超聲系統中，接收波束合成器一般都是數字型的。數字波束合成器通常在具有極高的計算能力的 FPGA、DSP、PC 或 GPU（圖形處理單元）中實現。如前所述，較大的換能器孔徑可實現更佳的解析度。因此，在高階超聲系統中，256 個換能器元件形成一個聚焦光束，以獲得精細解析度影象。因此高階波束合成器所需的計算能力相當複雜。
生物組織在形狀、密度、聲速等方面存在異質性。實時延遲計算和校準會基於所涉組織的聲學特性和形狀。由於波束合成器設計的重要性和複雜性，大多數超聲波公司都有自己的 IP。在不影響波束形成效能的情況下，簡化波束形成器設計仍然是一個熱門話題。相信正在研發新的波束合成器架構將廣泛用於未來的超聲系統。
數字訊號處理
超聲訊號需要大量的訊號處理，以便從原始超聲資料中提取各成像模式所需的資訊。主要處理模組包括 B 模式影象重建、基於快速傅立葉變換的多普勒頻譜資訊提取、基於自相關和互相關的彩色多普勒計算、超聲影象掃描座標轉換（2D 超聲座標到笛卡爾座標）、影象增強等。目前，商用處理器，如現場可程式設計門陣列（FPGA），數字訊號處理器（DSP），被廣泛使用，。FPGA 使系統設計人員能夠對內部邏輯閘進行硬連線，並優化其演算法的效率。另一方面，DSP 為系統設計人員提供預定義的標準計算模組，可實時更改和優化他們的演算法。換言之，FPGA 以硬體效率取勝，而 DSP 以軟體靈活性得寵。新的訊號處理器，如 PC 和 GPU；它們的計算能力高於 FPGA 和 DSP，而軟體開發成本則大大低於 FPGA 和 DSP 然而，由於 PC 和 GPU 的高功耗，它們並不一定適合低功耗行動式系統。
6. 模擬前端晶片設計中的工藝選擇
在任何 AFE 設計之前，半導體工藝選擇始終是基於設計目標的首要關鍵考慮注意事項。CMOS 和 BiCMOS 工藝是超聲模擬前端設計中最常用的工藝。它們中的每一個都有其自身優點，且適用於相應的電路塊。
BiCMOS（雙極 CMOS）工藝目前比純雙極工藝更受歡迎，因為它包含用於模擬設計的高效能雙極晶體管和用於數字設計的 CMOS 元件。雙極電晶體適用於低噪聲放大器設計，具有超低 1/f 噪聲、寬頻寬和良好的功耗 / 噪聲效率。雙極性工藝還降低了電路電容，以獲得良好的總諧波失真。因此，基於雙極或 BiCMOS 工藝的放大器可在比基於 CMOS 工藝的放大器小得多的區域和更低的功耗下實現相同的效能。
德州儀器的 0.35um BiCMOS 工藝用於研究雙極和 CMOS 器件之間放大器設計的效能影響。下圖（a）表明，基於雙極電晶體的放大器在相同的偏置電流下可實現更低的噪聲；它還說明雙極電晶體具有超低 1/f 噪聲特性，這對於具有調製和解調電路的多普勒應用至關重要；（b）與類似的 CMOS 設計相比，雙極設計顯著減小了面積。當然，由於半導體工藝的特徵尺寸減小，在 0.35um BiCMOS 工藝和<0.35um CMOS 工藝之間的面積差異變小。然而，一般來講，由於上述優點，0.35um BiCMOS 工藝仍然極其適於放大器設計。
圖 12. 基於 CMOS 與 BiCMOS 工藝設計的比較
當電路具有更多數字內容和開關元件（如中速 ADC）時，CMOS 工藝更適合。醫學超聲訊號頻率處在 1~20MHz 範圍內，其 ADC取樣率通常低於 100MSPS，目前大多數 CMOS 工藝都可輕鬆處理。採用 0.18um~65nmCMOS 工藝，ADC 設計可實現更佳的整合和功耗降低。此外，與可比較的 BiCMOS 工藝相比，CMOS 工藝通常成本更低，且實現更短的製造週期。所有這些都表明 CMOS 工藝適用於超聲 AFE 中的 ADC 設計。
總之，當降低噪聲 / 功耗是主要目標時，BiCMOS 工藝適於超聲 AFE 中的 TGC 放大器設計，即壓控放大器（VCA）設計。另一方面，CMOS 工藝是在 ADC 設計中實現低功耗和高整合度的良好選擇。特別是在 0.18um 至 65nm 的節點，與 0.35um BiCMOS 工藝相比，具有完整低壓數字庫的 CMOS 工藝可以具有競爭力的成本獲得更高的整合度。
很明顯，BiCMOS VCA 和 CMOS ADC 的組合可達到一個噪聲<0.8nV/rtHz，功耗<150mW/CH 的出色模擬前端解決方案。這種組合不僅需要專用半導體工藝，還需要先進的封裝技術。下圖所示為一個模擬前端解決方案，在同一封裝中具有兩個晶片。實際上，還可以整合兩個以上的晶片和多個無源元件。此外，多晶片模組（MCM）可為系統設計提供更大的靈活性。例如，若有更新的 ADC 或 VCA 解決方案，它可取代舊的 AFE 解決方案中的一個解決方案，且仍然保持管腳到管腳的相容性，以獲得更佳效能。
圖 13. 多晶片模組封裝
在過去十年中，超聲波 AFE 的工藝技術從 0.5um 移至 90nm，從 CMOS 僅移至 BiCMOS 和 CMOS，從單晶片移至封裝中具有無源元件的多個晶片。如圖所示所有這些技術大大降低了功耗，提升了效能並縮小了晶片尺寸
圖 14.AFE 整合度的發展
7. 超聲類比電路的主要引數
超聲訊號有其自身的特點。正如我們在前面部分所討論的那樣，系統中經常會觀察到超過 100dB 的動態範圍。低頻音訊電路、高頻數位電路、低噪聲放大器、低噪聲時鐘電路存在於同一系統、同一電路板或甚至同一晶片上。AFE 設計和系統設計必須解決這些挑戰。
過載恢復
過載訊號通常是指高壓發射脈衝通過高壓收發開關（T/R switch）的洩漏大訊號或者是強回波訊號。若 AFE 設計中未考慮過載恢復，它們會降低 LNA、PGA、ADC 和 CW 電路的瞬態響應效能。模擬設計人員面臨著在有限功耗預算條件下，在大動態範圍內實現瞬時恢復響應且響應效能一致的挑戰。作為一種較為常見的設計方案，應首先在高壓收發開關設計中應用足夠的限流限壓技術，這可消除對模擬前端的第一級即低噪聲放大器的過載影響。在 LNA 設計中，鉗位二極體通常可防止 LNA 進一步飽和。
分析兩種常見的過載情況。第一種是由於高壓收發開關導通，考慮到超聲成像的死區時間通常在 3 到 5us 左右，因此超聲模擬前端的過載恢復時間必須達到微秒量級，。目前由基 MOSFET 的高壓收發開關處理，僅允許<< 1Vpp 發射洩漏直通；而基於二極體橋構成的高壓收發開關，其洩漏電壓可達 2Vpp。因此大多數 AFE 設計為可處理~2Vpp 過載訊號，以滿足各種收發開關的效能。另一種過載情況是由於來自血管壁的大反射訊號，超聲模擬前端必須立即恢復，以檢測血液中的小回波。第二種情況在多普勒應用中極其常見，其效能決定了血流檢測靈敏度和準確度。下圖所示為模擬血管壁強回波，然後是來自血液的小訊號的反應。下述訊號具有 60dB 的動態範圍，即 5 週期 250mVpp 訊號和 5MHz 時的 5 週期 250uVpp 訊號；小訊號配置為具有 0°或 180°相移。下圖所示為超聲模擬前端的響應以及 0°和 180°響應之間的差異，即類似於多普勒應用中的相位檢測相似。小訊號和相位差的提取保證了多普勒應用中的良好效能。
圖 15. 過載恢復（a）輸入訊號；（b）輸出訊號
除快速過載響應和精確的相位檢測之外，多次過載恢復響應的一致性對於頻譜多普勒和彩色多普勒應用也是至關重要的。一致的過載恢復可減少系統中的頻譜噪聲或彩色噪聲。大家可通過比較來自多個訊號的過載響應差異來評估一致性。
此外，諧波成像是大多數系統中的標準配置。脈衝反轉成像被廣泛使用。因此係統 AFE 保證對正脈衝和負脈衝有對稱的過載響應。最後，在超聲系統中經常疊加多個不同型別的影象便於診斷，如雙工模式、即 B 模式轉換到多普勒模式，甚至三共模式。以。各個工作模式使用到不同的發射電壓和佔空比的發射波形。因此，AFE 需要快速響應兩個或多個影象線內的不同過載訊號。當快速切換影象模式時，不同的過載訊號不應影響 AFE 過載效能的一致性。
多普勒應用中的訊號和噪聲調製
超聲系統是複雜的混合訊號系統，具有各類數字和類比電路。數字訊號和時鐘訊號會干擾系統級或晶片級的模擬訊號。另外諸如電晶體和二極體之類的非線性元件可調製噪聲，也會干擾 RF 訊號。
在超聲多普勒應用中，系統中的調製效應會影響影象質量和靈敏度。多普勒訊號頻率範圍從 20Hz 到>50Khz 不等。同時，多個系統的時序訊號也在此範圍內，如幀時鐘、成像線時鐘等。這些噪聲訊號可通過接地、電源和控制管腳進入晶片。研究晶片級的調製效應，如：（PSMR）電源調製比就很重要。具有一定頻率和幅度的噪聲訊號可施加在電源管腳上。若存在調製效應，則可找到邊帶訊號。PSMR 表示為載波和邊帶訊號之間的幅度比，如下所示：
圖 16.PSMR（a）和 IMD3（b）描述
除 PSMR 外，三階交調幹擾（IMD3）是衡量混合訊號 IC 效能的關鍵引數。同時，在超聲應用中，用於 IMD3測量的輸入訊號具有不同的幅度，其分別代表來自靜態組織大回波和來自流動血液的多普勒小訊號，其幅度差可達 20 到 30dB 左右。系統設計人員可使用 IMD3 來估計由多普勒映象頻率訊號所產生的偽像。多普勒頻譜顯示中常用 40 到 50dB 的動態範圍。因此，優於 50dBc 的 IMD3 不應影響系統性能。
連續波（CW）多普勒引數
作為中高端系統的關鍵功能，連續波多普勒已開始成為行動式系統的標配。與 TGC 路徑相比，連續波多普勒路徑具有處理更大動態範圍和更低相位噪聲的優點。此外，由於具備這些特點，連續波多普勒波束合成通常在模擬域中實現。多種波束合成方法都在超聲系統中應用，包括無源延遲線、有源混頻器和無源混頻器。在過去幾年中，基於混頻器的連續波多普勒結構憑藉體積小、易於實現且支援多個 CW 頻率的良好靈活性而逐漸佔據主導地位。此外，連續波多普勒波束合成器已整合在與 TGC 路徑相同的晶片上。此外無源混頻器不僅降低了功耗和噪聲，也滿足了連續波多普勒的處理要求，如寬動態範圍、低相位噪聲、精確 I/Q 通道增益和相位匹配等。
簡化的連續波多普勒路徑框圖如下所示。整個 CW 路徑包括 LNA、電壓電流轉換器、基於開關電路的無源混頻器、帶低通濾波器的加法器和時鐘電路。大多數模組包括效能嚴格對稱的同相和正交通道，以實現良好的映象頻率抑制和波束合成精度。
圖 17.CW 的簡化框圖
下述圖解和方程式描述了混頻器操作的原理。
圖 18. 混頻器操作的框圖
方程式中，Vi(t)、Vo(t) 和 LO(t)分別是混頻器的輸入、輸出和本地振盪器訊號。Vi(t)包括高次諧波；LO(t)代表方波，其包含奇數諧波分量，如下式所示：
根據方程式，來自 LO(t) 的 3 階和 5 階諧波可與 Vi(t)中這些頻帶中的 3 階和 5 階諧波或寬頻噪聲相調製。因此，混頻器的噪聲效能會降低。為了避免這種不良影響，在 LNA 輸出或混頻器時鐘輸入上都需要諧波抑制電路，以實現更佳的噪聲係數。根據以上方程式，混頻器的轉換損耗約為 20log2/π 也就是 -4dB 左右。
優於 -46dBc 映象頻率抑制是 CW 成像中的期望引數。CW I/Q 通道匹配也可有助於映象頻率分量。文獻表明，0.25°的 I/Q 相位誤差可得到 -53dBc 抑制；且 0.05dB 的 I/Q 增益誤差可得出 -50dBc 抑制。它們是 CW 路徑的設計目標。因此，CW I/Q 路徑需要嚴格的增益和相位匹配。低容差電阻（0.1%）通常用於基於運算放大器的有源濾波器。
典型的 CW 多普勒移頻處在 100Hz 到 20KHz 之間。由於混頻特性，CW 訊號路徑的相位噪聲主導低血流速度。因此，大多數 AFE 以載波頻偏為 1KHz 時的 CW 相位噪聲作為主要效能指標。
最後，CW 路徑的動態範圍基於輸入參考噪聲和最大輸入訊號：
為實現良好的 CW 效能，需要>160dBFS/Hz 的發射器和接收器電路動態範圍。
8. 總結
超聲成像是一種安全的醫學成像模式，具有很大潛力，。越來越多就地檢查的床旁應用需要低功耗、低噪聲和緊湊的系統。為了充分發揮超聲訊號的優點，必須選擇合適的工藝以實現低功耗、低噪聲和小尺寸的目的。BiCMOS 工藝適用於低噪聲放大器設計，具有超低 1/f 噪聲、寬頻寬和良好的功耗 / 噪聲效率；而 CMOS 工藝在低功耗下實現了高數字密度。兩者結合使用先進的封裝技術，可提供最先進的模擬前端解決方案。為達到所需的超聲波引數，如快速一致的過載恢復、低 IMD3 和 PSMR、精確的 I/Q 匹配、連續波多普勒混頻器中奇次諧波抑制等，需要考慮晶片中的各個引數已到達設計的綜合優化。