隨著當代通信技術的飛速發展，2G已經基本上淘汰，3G和4G也已經滲透入我們的生活，5G也開始由實驗室走出，但是今天我要說的是第二代通信技術GSM與服務器通信。

GSM 全稱為全球移動通信系統（Global System for Mobile Communications），俗稱全球通。它起初是歐洲為工作於900 MHz 波段的通信系統所制定的標準，之後由於模擬通信系統的擴充能力有限，基於增加業務容量的需求而發展了該項技術，取得了全球性的成功。目前 GSM 已經成為當今最廣泛認可的無線通信標準。GSM 系統包括 GSM-900（900MHz）、GSM-1800（1800MHz）及GSM-1900（1900MHz）等幾個頻段，而且這些頻段只有

1982 年北歐國家向 CEPT（歐洲郵電行政大會）提交了關於制定 900 MHz 頻段公共歐洲電信業務規範的建議書，同時建立一個移動特別小組（Group Special Mobile），簡稱“GSM”。1986 年在巴黎，該小組對歐洲各國及公司提出的 8 個建議系統進行了現場試驗。1987 年 GSM成員國就數字系統采用 TDMA、規則脈沖激勵線性預測編碼作為語音編碼方式和使用高斯濾波最小頻移鍵控（GMSK）調制方式達成一致意見。同年歐洲 17 個國家的運營商和管理者簽署了諒解備忘錄，同時成立了

GSM都已經要被淘汰了，那為什麽我還要說GSM呢？因為我手上有一個GSM模塊，並且成功與遠程服務器成功通信。其中GSM的系統結構如下圖所示：

圖一

而我設計的系統信號傳遞方向為MS→BTS→BSC→MSC然後利用GPRS讓數據進入IP網然後服務器可以接收。GPRS的系統如下圖所示：

圖二

一個需要使用 GPRS 業務的移動臺，首先需要通過一個信令過程，使自己附著到 GPRS網絡。移動臺從應用得到一個 IP 分組，然後，它請求分配信道。系統預留好時隙以後，給出應答。數據在預留的時隙內發送給 BTS，如果 BTS 正確地接收到完整的大塊數據，應給出肯定應答。BTS 從空中鏈路協議拆掉封裝，將數據發送給 SGSN。SGSN 將數據封裝成傳送協議，並且發送給 GGSN。GGSN 拆掉封裝，檢驗分組的地址和協議，從而，能夠選擇出正確的路由。因此，分組能夠通過 PSPDN 和路由器，到達接收方的本地局域網，最後傳送給用戶。具體過程如圖三所示。

而GPRS采用的是GMSK的調制方式，所謂GMSK（Gaussian Filtered Minimum Shift Keying）是在MSK（最小頻移鍵控）調制器之前插入高斯低通預調制濾波器這樣一種調制方式，其原理如圖四所示：

就移動通信而言，其所占用的帶寬較寬，此外為了滿足其功率譜在相鄰頻道取值低於主瓣峰值

可見，改變a的時候，B_b也隨之改變。

根據傳輸函數可求出濾波器的沖激響應為：

當輸入脈沖為寬度等於T_b的矩形脈沖時，不同B_bT_b條件下的濾波器輸出響應g（t）的波形如圖六所示，由圖可見，g(t)的波形隨B_bT_b的減小而越來越寬，同時幅度越來越小，當B_bT_b≈0.25時，輸入寬度為T_b的脈沖被展寬為3T_b的輸出脈沖，相鄰脈沖將產生重疊；即一個寬度等於T_b的輸入脈沖，其輸出將影響前後各一個碼元的響應；同樣它也受到前後兩個相鄰碼元的影響。由此可以看出輸入原始數據再通過高斯濾波器之後，已經不可避免地引入了“碼間串擾”。

有意引入可控制的碼間串擾，以壓縮信號的頻譜，解調判決時利用前後碼元的相關性依然可以準確進行解調判決，這就是所謂的部分響應技術。GMSK就是利用了部分響應技術，它是一個記憶系統，通過引入可控的碼間幹擾來達到平滑相位路徑的目的。而MSK為全響應系統，或稱為零記憶系統。

GMSK可以用MSK調制器相同的正交調制方式來產生，只要在調制前先對原始數據信號用高斯型濾波器進行過濾即可；此外在原始信號進行高斯型濾波器進行濾波之後，直接對壓控振蕩器進行調頻也能夠生成GMSK信號，但是這種方法要求VOC的頻率穩定度高，頻偏準確性很好，這增加了制作難度，下面介紹一種實用的GMSK產生的方法，叫波形存儲正交調制法。

圖六

其系統框圖如圖七所示

圖七

在圖八中橫坐標為歸一化頻率( f - f _c ) T_s ,縱坐標為譜密度,參變量B_b T_s 為高斯低通濾波器的歸一化3 dB帶寬B_b 與碼元長度T_s的乘積。從圖中可以看出,隨著B_b T_s的減小,功率譜衰減明顯加快。在GSM 系統中,要求在( f -f c ) = 1. 5時功率譜密度低於60 dB,從圖上可以看出,B_b Ts= 0. 3時GMSK的功率譜即可滿足GSM的要求。需要指出的是, GM SK信號的頻譜特性的改善是通過降低誤碼率性能換來的。前置濾波器的帶寬越窄, 輸出功率譜就越緊湊, 誤碼率性能就變得越差。

通過計算機模擬得到GMSK信號功率譜密度如圖九所示，縱軸是以分貝表示的歸一化功率譜密度!橫軸是歸一化頻率(f-fc)T_b，參變量是預調制濾波器的歸一化3dB帶寬B_bT_b。從圖中可以看到隨著B_bT_b的減小，已調波頻譜的主瓣寬度越窄，高頻滾降越快，即功率譜衰減明顯加快，這是我們希望得到的。但是B_bT_b不能選的太小，在GSM通信系統中，要求在(f-fc)T_b=1.5時，功率譜密度低於60dB，從圖九我們可以得到當B_bT_b時，GSMK信號的功率譜即可滿足GSM系統的要求。一般=0.2-0.3間即可。

從理論上講，能把已調信號的全部功率都包括在內的帶寬應是無限大。在工程上，要計

圖九

鄰道幹擾是指在兩個信道頻率間隔△f一定的情況下，落在鄰道中的帶外輻射功率與信

號總功率的比值。通過計算機模擬得到的相鄰信道幹擾如圖十所示。圖中縱軸是鄰道幹

擾的分貝數，橫軸是歸一化的信道間隔△fT_b，參變量是B_bT_b。由圖可見，當B_bT_b一定，即已調波總功率一定時，信道間隔△fT_b越大，則鄰道幹擾就越小；反之則大。在信道間隔△fT_b一定時，B_bT_b越小，則鄰道幹擾越小。

說完了調制，我們現在來說說解調。GMSK信號的解調可以用與MSK一樣的正交解調電路。在相幹解調中，最重要的是相幹載波的提取，這在移動通信環境中是比較困難的，因此，通常采用差分解調和鑒頻器解調等非相幹方式解調。下面就介紹一比特延遲差分檢測和二比特延遲差分檢測的原理。

1.一比特延遲差分檢測

式中R(t)為時變包絡；w_c為中頻載波角頻率；θ(t)為附加相位函數。

圖中乘法器的輸出為：

經過LPF之後輸出為：

當w_cT_b=2kπ（k為整數）時

式中R(t)和R(t-T_b)是信號的包絡，永遠是正。因而Y(t)的極性取決於相位差信息 △ θ(T_b)；當輸入“+1”時，附加相位函數θ(t)增大，即相位差信息△ θ(T_b)為正；當輸入“-1”時，θ(t)減小，即相位差信息△ θ(T_b)為負，因此可以令判決門限為0，判決規則如下：

通過上述判決規則可以恢復出原來的數據。

2.二比特延遲差分檢測

乘法器輸出為：

式中

當2w_cT_b=2kπ（k為整數）時

才是判決依據，為了恢復出原始數據，令其中的sin[θ(t)- θ(t-T_b)]對應於原始數據a_k經差分編碼後的c_k，而sin[θ(t)- θ(t-T_b)]對應於c_k-1，兩者相乘等效於兩者的模二加c_k⊕c_k-1，再根據差分編碼規則c_k=a_k⊕c_k-1，可得到a_k = c_k⊕c_k-1，即為解調輸出。

由此可見，檢測器只需設置一個判決門限γ，令判決規則為：

式中，n_o是在加性高斯白噪聲的單邊功率譜密度；erfc[]是互補誤差函數，d_min是在t₁~t₂的時間間隔內，在希爾伯特觀察空間中，信號與空號信號之間的距離d的最小值。其中d的定義為

式中U₁(t)和U₂(t)分別是相應於傳號與空號傳輸時的等效低通復包絡。

由於存在著碼間幹擾，所以GMSK信號的誤碼性能要比MSK信號差；且其誤碼率是B_bT_b的函數，因為高斯脈沖成形會影響碼間幹擾。如果要保證和MSK一樣的誤比特率，只有增加GMSK每比特內的能量信噪比，顯然所需增加的每比特內能量信噪比的數量表示了符號間幹擾的程度；或表示了由於符號間幹擾所引起的誤比特性能惡化的程度。所需增加的數量越大，說明性能惡化程度越大，反之越小。因此，惡化量與B_bT_b有關。而蜂窩移動無線系統取B_bT_b=0.25即可。

說完了GPRS的調制與解調，下面我們就可以將信號發送出去了。我的無線模塊如圖14所示：

條件限制，我只能使用以上的GSM模塊，通過SIM卡以及通過AT指令讓模塊利用UDP協議發送數據到

如圖可以看出程序自動識別出來源地址為

以上，我完成了一個從GSM模塊通過GMSK調制利用GPRS實現了與IP網的通信。

利用GSM模塊通過GPRS在GMSK調制方式下與IP網通信