教你設計一個接收機和發射機FDD系統
衛星通訊、雷達和訊號情報(SIGINT)領域的許多航空航天和防務電子系統早就要求使用一部分或全部X和Ku頻段。隨著這些應用轉向更加便攜的平臺，如無人機(UAV)和手持式無線電等，開發在X和Ku波段工作，同時仍然保持極高效能水平的新型小尺寸、低功耗無線電設計變得至關重要。本文介紹一種新型高中頻架構，其顯著削減了接收機和發射機的尺寸、重量、功耗與成本，而系統規格不受影響。由此產生的平臺與現有無線電設計相比，模組化程度、靈活性和軟體定義程度也更高。
簡介
近年來，推動RF系統實現更寬頻寬、更高效能、更低功耗，同時提高頻率範圍並縮小尺寸的力量越來越強大。這一趨勢已成為技術進步的驅動力，RF器件的整合度遠超以往所見。有許多因素在推動這一趨勢。
衛星通訊系統為了傳送和接收每天收集到的數TB資料，對資料速率的要求已達到4 Gbps。這一要求推動系統的工作頻率提高到Ku和Ka波段，原因是在這些頻率上更容易實現更寬的頻寬和更高的資料速率。這勢必導致通道密度更高，每通道的頻寬更寬。
在訊號情報領域，效能要求也在不斷提高。此類系統的掃描速率越來越高，故而要求系統具有快速調諧PLL和寬頻寬覆蓋範圍。對尺寸更小、重量更輕、功耗更低(SWaP)和整合度更高系統的需求，源於業界希望在現場操作手持式裝置，以及希望提高大型固定位置系統的通道密度。
相控陣的發展同樣得益於單晶片RF系統整合度的提高。整合讓收發器越來越小，使得每個天線元件都可以有自己的收發器，進而促使模擬波束賦形向數字波束賦形轉變。通過數字波束賦形，單一陣列可以同時追蹤多個波束。相控陣系統應用廣泛，包括天氣雷達和定向通訊等。由於低頻訊號環境變得越來越擁堵，許多應用不可避免地要求提高頻率。
本文介紹如何利用一種高度整合的架構來應對上述挑戰，該架構將AD9371收發器用作中頻接收機和發射機，使得整個中頻級及其相關器件都可以從系統中移除。文中比較了傳統系統與提議的架構，並舉例說明了如何通過典型設計流程來實現此架構。具體說來，使用整合收發器可以實現一些高階頻率規劃，這是標準超外差樣式收發器做不到的。
超外差架構概述
超外差架構由於能實現很高的效能而成為多年來的首選架構。超外差接收機架構通常包括一個或兩個混頻級，混頻級饋入模數轉換器(ADC)。典型超外差收發器架構如圖1所示。
圖1. 傳統X和Ku波段超外差接收和發射訊號鏈
第一轉換級將輸入RF頻率上變頻或下變頻至帶外頻譜。第一IF（中頻）的頻率取決於頻率和雜散規劃、混頻器效能以及RF前端使用的
除混頻器外，還有濾波器、放大器和步進衰減器。濾波用於抑制不需要的帶外(OOB)訊號。若不加抑制，這些訊號會在目標訊號上產生雜散，使目標訊號很難或無法進行解調。放大器設定系統的噪聲係數和增益，提供足夠高的靈敏度以接收小訊號，同時又不是太高以至於ADC過度飽和。
還有一點需要注意，此架構常常需要使用表面聲波(SAW)濾波器以滿足ADC嚴格的抗混疊濾波器要求。SAW濾波器會提供急劇滾降效能以滿足這些要求，但同時也會帶來明顯的延遲和紋波。
圖2所示為一個X波段超外差接收機頻率規劃示例。該接收機希望接收8 GHz和12 GHz之間的訊號，頻寬為200 MHz。目標頻譜與可調諧本振(LO)混頻，產生5.4 GHz IF。然後，5.4 GHz IF與5 GHz LO混頻以產生最終的400 MHz IF。最終IF範圍是300 MHz至500 MHz，這是很多ADC能夠發揮良好效能的頻率範圍。
圖2. X波段接收機頻率規劃示例
接收機的重要特性
除了熟知的增益、噪聲係數和三階交調截點特性以外，影響接收機架構頻率規劃的其他典型特性包括映象抑制、IF抑制、自發雜散和LO輻射。
· 映象雜散—目標頻段之外的RF，其與LO混頻產生IF的干擾。· IF雜散—IF頻率的訊號，其通過混頻器之前的濾波潛入，顯示為IF干擾。· LO輻射—來自LO的RF洩漏到接收機鏈的輸入聯結器。LO輻射是可以檢測到的，即使在僅接收的工作模式下也能檢測（參見圖3）。
圖3. LO輻射洩漏通過前端返回
· 自發雜散—接收機內部的時鐘或本振混頻導致的IF雜散。
映象抑制特性同時適用於第一和第二混頻級。在X和Ku波段的典型應用中，第一混頻級的中心頻率可以是5 GHz到10 GHz範圍的高IF。這裡需要高IF，原因是映象頻率為Ftune + 2 ×IF，如圖4所示。IF越高，映象頻段離得越遠。此映象頻段必須在其到達第一混頻器之前加以抑制，否則此範圍內的帶外能量會表現為第一IF中的雜散。這是通常使用兩個混頻級的主要原因之一。如果只有一個混頻器，並且IF為數百MHz，那麼將很難在接收機前端中抑制映象頻率。
圖4. 混頻進入IF的映象
將第一IF下變頻至第二IF時，第二混頻器也存在一個映象頻段。第二IF的頻率較低（幾百MHz到2 GHz），故第一IF濾波器的濾波要求可能視情況而不同。對於第二IF為幾百MHz的典型應用，高頻第一IF的濾波可能非常困難，需要很大的定製濾波器。這常常是系統中最難設計的濾波器，因為頻率很高且抑制要求通常很窄。
除映象抑制外，還必須有力地濾除從混頻器返回接收輸入聯結器的LO功率水平。這樣可確保無法因為輻射功率而檢測到使用者。為此，LO應遠離RF通帶，確保可以實現充分濾波。
高中頻架構概述
最新整合收發器產品包括AD9371，它是一款300 MHz至6 GHz直接變頻收發器，具有兩個接收通道和兩個發射通道。接收和發射頻寬可在8 MHz至100 MHz範圍內調整，工作模式可配置為頻分雙工(FDD)或時分雙工(TDD)。該器件採用12 mm2 封裝，TDD模式下功耗約為3 W，FDD模式下功耗約為5 W。由於正交糾錯(QEC)校準的優勢，它實現了75 dB到80 dB的映象抑制效能。
圖5. AD9371直接變頻收發器功能框圖
整合收發器IC的效能進步開啟了新的可能性。AD9371集成了第二混頻器、第二IF濾波和放大、可變衰減ADC以及訊號鏈的數字濾波和抽取功能。在該架構中，AD9371（其調諧範圍為300 MHz至6 GHz）可調諧到3 GHz和6 GHz之間的頻率，直接接收第一IF（參見圖6）。其增益為16 dB，NF為19 dB，5.5 GHz時的OIP3為40 dBm，故AD9371是非常理想的IF接收機。
圖6. X或Ku波段TRx，AD9371用作中頻接收機
整合收發器用作IF接收機，便不再需要像超外差接收機那樣擔心通過第二混頻器的映象，這可以大大降低第一IF帶的濾波需求。不過，為了消除收發器中的二階效應，仍然需要一定的濾波。第一IF帶現在應以兩倍的第一IF頻率提供濾波以消除此類效應，這比濾除第二映象和第二LO要容易得多，它可能接近數百MHz。通常，利用低成本的小型LTCC濾波器成品即可滿足此類濾波要求。
這種設計還使系統具有很高的靈活性，可針對不同應用而輕鬆加以重複使用。靈活性的表現之一是IF頻率選擇。IF選擇的一般經驗法則是讓它比經過前端濾波的目標頻譜頻寬高1 GHz至2 GHz。例如，若設計師需要4 GHz頻譜頻寬（17 GHz至21 GHz）經過前端濾波器，則IF可以位於5 GHz頻率（比目標頻寬4 GHz高1GHz）。這有助於前端實現濾波。如果只需要2 GHz頻寬，可以使用3 GHz的IF。此外，AD9371具有軟體定義特性，很容易隨時改變IF，所以特別適合需要避開阻塞訊號的認知無線電應用。AD9371的頻寬也可以在8 MHz至100 MHz範圍內輕鬆調整，有利於避免目標訊號附近的干擾。
高中頻架構的高整合度使得最終的接收機訊號鏈所佔空間只有等效超外差架構的50%左右，同時功耗降低30%。另外，高中頻架構接收機比超外差架構更為靈活。這種架構是要求小尺寸、高效能的低SWaP市場的福音。
高中頻架構接收機頻率規劃
高中頻架構的優點之一是能夠調諧IF。當試圖建立一個能避開干擾雜散的頻率規劃時，這種能力特別有用。當接收到的訊號在混頻器中與LO混頻併產生一個非IF頻段內目標訊號音的m ×n雜散時，就會引起干擾雜散。
混頻器依據公式m ×RF ±n ×LO產生輸出訊號和雜散，其中m和n為整數。接收訊號產生的m ×n雜散可能落在IF頻段中；某些情況下，目標訊號音會引起一個特定頻率的交越雜散。
例如，若觀測一個設計為接收12 GHz至16 GHz訊號且IF為5.1 GHz的系統，如圖7所示，則引起帶內雜散的m ×n映象頻率可依據下式確定：
圖7. 12 GHz至16 GHz Rx Tx高中頻架構
在此式中，RF為混頻器輸入端的RF頻率，其導致一個訊號音落在IF中。試舉一例，假設接收機調諧到13 GHz，這意味著LO頻率為18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz)。將這些值代入上式，並允許m和n在0到3的範圍內變動，則可得到如下RF公式：
結果如下表所示。
表1. 18.1 GHz LO的M ×N雜散表
|
m |
n |
RFsum (GHz) |
RFdif (GHz) |
|
1 |
1 |
23.2 |
13 |
|
1 |
2 |
41.3 |
31.1 |
|
1 |
3 |
59.4 |
49.2 |
|
2 |
1 |
11.6 |
6.5 |
|
2 |
2 |
20.65 |
15.55 |
|
2 |
3 |
29.7 |
24.6 |
|
3 |
1 |
7.733 |
4.333 |
|
3 |
2 |
13.767 |
10.367 |
|
3 |
3 |
19.8 |
16.4 |
表中的第一行（黃色亮顯）顯示所需的13 GHz訊號，它是混頻器中的1 ×1的結果。其他亮顯單元顯示可能有問題的帶內頻率，它們可能表現為帶內雜散。例如，15.55 GHz訊號在12 GHz到16 GHz的目標範圍內。輸入端一個15.55 GHz訊號音與LO混頻，產生一個5.1GHz訊號音(18.1 ×2–15.55 ×2 = 5.1 GHz)。其他未亮顯行也可能造成問題，但由於其在帶外，可以通過輸入帶通濾波器濾除。
雜散水平取決於多個因素。主要因素是混頻器的效能。混頻器從根本上說是一個非線性器件，其內部會產生許多諧波。根據混頻器內部二極體的匹配精度和混頻器雜散效能的優化程度，可確定輸出雜散水平。資料手冊通常會提供一個混頻器雜散圖表，它可以幫助確定雜散水平。表2所示的例子是混頻器HMC773ALC3B的雜散水平表。該表給出的是雜散相對於1 ×1目標訊號音的dBc水平。
表2. HMC773ALC3B混頻器雜散表
|
n ×LO |
|||||||
|
0 |
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
||
|
m ×RF |
0 |
— |
14.2 |
35 |
32.1 |
50.3 |
61.4 |
|
1 |
–1.9 |
— |
17.7 |
31.1 |
32.8 |
61.2 |
|
|
2 |
83 |
55.3 |
60 |
59.6 |
6 73.7 |
87.9 |
|
|
3 |
82.6 |
86.1 |
68 |
68.5 |
61.9 |
85.9 |
|
|
4 |
76 |
86.7 |
82.1 |
77.4 |
74.9 |
75.8 |
|
|
5 |
69.3 |
74.7 |
85.3 |
87 |
85.1 |
62 |
|
利用此雜散表並擴充套件表1中所做的分析，我們便可全面瞭解哪些m ×n映象音可能會干擾接收機，以及其水平是多少。可以生成一個電子表格，其輸出與圖8所示相似。
圖8. 12 GHz至16 GHz Rx的m ×n映象
此圖中的藍色部分表示所需頻寬。線段表示不同的m ×n映象及其水平。由此圖很容易知道，混頻器之前需要滿足什麼樣的濾波要求才能消除干擾。本例中有多個映象雜散落在帶內，無法濾除。下面將說明如何利用高中頻架構的靈活性來繞開其中的一些雜散，這是超外差架構做不到的。
接收模式下避開干擾
圖9顯示了一個類似頻率規劃，其範圍是8 GHz到12 GHz，預設IF為5.1 GHz。此圖是混頻器雜散的另一種檢視，顯示了中心調諧頻率與m ×n映象頻率的關係，而不是之前所示的雜散水平。此圖中的1:1粗對角線表示期望的1 ×1雜散。圖上的其他直線代表m ×n映象。此圖左側代表IF調諧無靈活性的部分。這種情況下，IF固定在5.1 GHz。調諧頻率為10.2 GHz時，2 ×1映象雜散跨過目標訊號。這意味著如果調諧到10.2 GHz，那麼很有可能附近訊號會阻塞目標訊號的接收。右側顯示了通過靈活IF調諧解決這個問題的辦法。這種情況下，在9.2 GHz附近時IF從5.1 GHz切換到4.1 GHz，從而防止交越雜散發生。
圖9. 無IF靈活性時的m ×n交越雜散（上），利用IF調諧避開交越（下）
這只是一個說明高中頻架構如何避開阻塞訊號的簡單例子。當結合智慧演算法來確定干擾並計算新的可能IF頻率時，便有許多可行的方法來構建一種能夠靈活適應任何頻譜環境的接收機。這就像確定給定範圍（通常是3 GHz到6 GHz）內的合適IF一樣簡單，然後根據該頻率重新計算並設定LO。
高中頻架構發射機頻率規劃
同接收頻率規劃一樣，也可以利用高中頻架構的靈活性來改善發射機的雜散效能。對接收機而言，頻率成分有時是無法預測的。但對發射機而言，輸出端的雜散更容易預測。此RF成分可利用下式來預測：
其中，IF通過AD9371調諧頻率預先確定，LO通過所需輸出頻率確定。
像對待接收通道一樣，發射側也可以生成混頻器圖表。示例如圖10所示。在此圖中，最大雜散是映象和LO頻率，利用混頻器之後的帶通濾波器可將其降到所需水平。在FDD系統中，雜散輸出可能會使鄰近接收機降敏，帶內雜散會帶來問題，這種情況下IF調諧的靈活性便很有用。在圖10所示例子中，如果使用5.1 GHz的靜態IF，發射機輸出端會存在一個接近15.2 GHz的交越雜散。通過將14 GHz調諧頻率時的IF調整到4.3 GHz，便可避開該交越雜散，如圖11所示。
圖10. 無濾波的輸出雜散
圖11. 靜態IF引起交越雜散（上），利用IF調諧避開交越雜散（下）
設計示例—寬頻FDD系統
為了展示這種架構能夠實現的效能，我們利用ADI公司成品器件構建了一個接收機和發射機FDD系統原型，其接收頻段的工作頻率範圍配置為12 GHz至16 GHz，發射頻率的工作頻率範圍為8 GHz至12 GHz。使用5.1 GHz的IF來收集效能資料。接收通道的LO範圍設定為17.1 GHz至21.1 GHz，發射通道的LO範圍設定為13.1 GHz至17.1 GHz。原型的功能框圖如圖12所示。在該圖中，X和Ku變頻器板顯示在左側，AD9371評估板顯示在右側。
圖12. X和Ku波段Rx Tx FDD原型系統功能框圖
增益、噪聲係數和IIP3資料在接收下變頻器上收集，顯示於圖13（上）中。整體而言，增益約為20 dB，NF約為6 dB，IIP3約為–2dBm。利用均衡器可實現額外的增益調整，或者利用AD9371中的可變衰減器執行增益校準。
圖13. Ku波段Rx資料（上），X波段Tx資料（下）
同時也測量了發射上變頻器，並記錄其增益、P1dB和OIP3。此資料與頻率的關係顯示於圖13（下）。增益約為27 dB，P1 dB約為22dBm，OIP3約為32 dBm。
當此板與整合收發器一起使用時，接收和發射的總體特性如表3所示。
表3. 系統總體效能表
|
Rx, 12 GHz至16 GHz |
Tx, 8 GHz至12 GHz |
||
|
增益 |
36 dB |
輸出功率 |
23 dBm |
|
噪聲係數 |
6.8 dB |
本底噪聲 |
–132 dBc/Hz |
|
IIP3 |
–3 dBm |
OIP3 |
31 dBm |
|
Pin，最大值 (無AGC) |
–33 dBm |
OP1dB |
22 dBm |
|
帶內m ×n |
–60 dBc |
帶內雜散 |
–70 dBc |
|
功耗 |
3.4 W |
功耗 |
4.2 W |
總的來說，接收機效能與超外差架構相當，而功耗大大降低。等效超外差設計的接收機鏈功耗會高於5 W。此外，原型板的建造並未以縮小尺寸為優先目標。利用適當的PCB佈局技巧，並將AD9371整合到與下變頻器相同的PCB上，採用這種架構的解決方案總尺寸可縮小到僅4到6平方英寸，顯著小於需要近8到10平方英寸的等效超外差解決方案。此外，利用多晶片模組(MCM)或系統化封裝(SiP)等技術可進一步縮小尺寸。這些先進技術可將尺寸縮小到2至3平方英寸。
結語
本文介紹了一種切實可行的架構——高中頻架構，它可替代傳統方法，大幅改進SWaP。文中簡要說明了超外差架構以及接收機設計的重要規格。然後介紹高中頻架構，並闡釋其在濾波要求和整合度（可減少器件總數）方面的優勢。我們詳細說明了如何制定頻率規劃，以及如何利用可調諧IF來避開接收機上的干擾訊號。在發射方面，其目標是降低輸出雜散，我們提出了一種避開帶內雜散的辦法，以及預測所有可能存在的輸出雜散產物的方法。
這種架構的實現得益於近年來整合式直接變頻接收機的迅猛發展。隨著AD9371的誕生，通過高階校準和高整合度可實現更高的效能。這種架構在未來的低SWaP市場會變得特別重要。
作者：
Brad Hall是ADI公司航空航天與防務部門（位於美國北卡羅來納州格林斯博羅）的射頻系統應用工程師，於2015年加入ADI公司。在此之前，他是訊號情報系統的射頻硬體設計工程師。他2006年畢業於馬里蘭大學，獲電氣工程學士學位。
Wyatt Taylor是ADI公司工業和儀器儀表部門（位於北卡羅萊納州格林斯博羅）的一名RF工程師， 主要致力於整合式收發器和軟體定義無線電(SDR)應用。之前，Wyatt曾是泰雷茲通訊公司和Digital Receiver Technology Inc.的一名RF設計工程師。他於2005年和2006年分別獲得了弗吉尼亞理工大學的電機工程學學士和碩士學位。Wyatt (WTaylor)是ADI公司免費的線上技術支援社群中文技術論壇的一名成員。