E類（class E）功放的原理及設計
阿新 • • 發佈：2019-02-07
不少人第一次聽說E類功放都是因為那個class E SSTC，從網上查詢卻發現資料少的可憐，其原理和設計方法就更無從談及。下面我就根據書中所寫以及自己的理解講一下。講之前還需說一下，因為電路分析必須涉及微積分，所以不懂的最好查一下，不需要會解，能明白符號含義和表示式意義就行。
E類功放產生的原因
D類功放是較早出現的一類開關功放，其出現促進了逆變技術的發展。由於電晶體處於開關狀態，理論上可以達到100%的效率。由於電晶體勢壘電容、擴散電容以及電路中分佈電容的影響，電晶體由飽和到截止或由截止到飽和，都需要一定的轉換時間。因而導致轉換時間內管子的集電極電流和集電極電壓均會有較大的數值致使管耗增加。寄生電容不太大，工作頻率較低時，可忽略其影響。然而工作頻率較高時，
E類功放的原理
下圖為E類功放的電路圖
與電源相連的的電感為射頻扼流圈，允許直流通過為電路提供能量，阻止射頻電流從此傳出，理想狀態下感抗無窮大。LX的作用是提供一定的感抗，具體的原因會在之後說明。LS和CS構成諧振於訊號基波頻率的串聯諧振電路，理想狀態下品質因數Q無窮大。RL為負載電阻。開關管等效為開關和輸出寄生電容的並聯電路，用開關代替開關管等效電路中的開關，電容CP代替開關管輸出端的寄生電容。
電路圖中標出了部分電壓或電流。Idc是輸入電流；i(t)和u(t)分別是開關和電容CP並聯部分的電流和電壓，也就是開關管的電流和電壓，都是時間函式；isw(t)
設
。下圖為這些電壓或電流隨時間變化的影象，也就是他們的波形。由上圖可以看出，i(θ)是輸入電流和射頻電流之和。-α1到2π-α1為一個工作週期。-α1到α2開關管導通，這時u(θ)等於零，ic(θ)也等於零，isw(θ)和i(θ)相同；α2到2π-α1開關管截止，這時isw(θ)等於零，ic(θ)與i(θ)相同，u(θ)即為電容兩端電流的積分。2π-α1時，u(θ)恰好降為零，然後進入下一週期，開關管導通。可以看出，寄生電容兩端電壓為零時開關管才導通，這就解決了之前提到的問題。開關管電壓和電流乘積始終為零，因此其理論效率為100%。
E類功放的設計
-α1到α2開關管導通，因此開關管導通角為
①
根據之前的分析可以得到
②
設
那麼
根據之前的分析及影象，很容易得出開關管峰值電流
-α1時開關管電流為零，代入式②可以得到
③
一個工作週期內，開關管導通時流過的電流的平均值等於輸入電流，因此可以得到
④
代入式①和③進一步化簡可以得到
這樣就得到m和導通角Φ之間的關係，進而可以把很多量和導通角Φ聯絡起來。
開關管截止時，兩端電壓u(θ)為電流在電容CP上的積分
當開關管電流為零時，電壓達到最大值。根據餘弦函式影象的對稱性可以得知α1時為零，因此開關管電壓最大值為
再次觀察u(θ)的影象，會發現它不是正弦波。用傅立葉公式對其進行正交分解，分解為餘弦和正弦兩個部分
正弦部分
化簡後再代入式③和④得到
⑤
餘弦部分
化簡後再代入式④得到
⑥
在LX，LS，CS和RL構成的射頻串聯迴路中，LS和CS的作用是隻允許與其諧振頻率相同的基波通過，其值與諧振頻率及品質因數Q的關係在這裡不在贅述。式⑤可以看出，開關管兩端電壓含有正弦成分，而射頻電流為餘弦函式。為了使功率因數為1，就需要一個電抗抵消掉，提供這個電抗的就是電感LX。抵消後，開關管兩端電壓剩下的餘弦成分就會加在負載電阻上。
一個工作週期內，開關管截止時兩端的電壓的平均值等於電源電壓，因此可以得到
⑦
可以發現這個式子與之前式⑥極為相似。為了進一步得到各個量之間的關係，進行下面的分析。
輸入功率為
因為電路的效率為100%，所以射頻功率等於輸入功率。
通過比較式⑥和⑦，以及射頻電流的峰值電流和有效電流的關係，可以得到
射頻功率只由負載電阻消耗，因此最右邊可以看為負載電阻兩端有效電壓與有效電流的乘積，進而可以求出負載電阻
根據之前的分析，負載電阻還可以用另一種更為簡單的方式求得
通過前面對射頻串聯迴路的分析，可以得到感抗
進而得出電感值
至此，所有需要計算的元件值都已得出。
下面檢驗一下
因為公式複雜，因此用VB寫了一個計算器（在附件中）
輸入已知量計算
用multisim把電路搭出來模擬
波形理想，峰值電流和峰值電壓與計算相符。經計算，電阻功耗和設計相符。
當然，E類也有一些缺點比如
難除錯
峰值電壓（導通角為180°時為電源電壓3.56倍）與峰值電流（導通角為180°時為輸入電流2.68倍）大，對器件要求高。